串聯(lián)諧振逆變器的功率調節(jié)方式

1引言

  由圖1可以得出逆變器的輸出功率表達式(0.1)，可以看出在負載一定的情況下，輸出功率的大小是由Ud和大小決定的。其中Ud為輸入直流電壓的幅值，f為負載的功率因數(shù)角。從而可以將串聯(lián)諧振逆變器的功率調節(jié)方式分為兩種：

a.直流調功：通過調節(jié)輸入的直流電壓的幅值來調節(jié)輸出功率。

b.逆變調功：通過調節(jié)輸出電壓的頻率來調節(jié)負載功率因數(shù)，或調節(jié)輸出電壓的有效值大小(調節(jié)占空比)來調節(jié)輸出功率。

2 直流調功

  直流調功也叫調壓調功，它是通過調節(jié)整流電路輸出電壓的大小來調整負載功率，負載通過鎖相措施保證工作在諧振或者接近諧振的工作頻率處。調節(jié)整流輸出電壓的方式有兩種：一種是采用晶閘管三相全控橋整流進行調壓；另種是采用三相不控整流后用斬波器進行調壓。

2.1 晶閘管三相全控橋整流進行調壓

  這種方式主要通過控制晶閘管（注：晶閘管是PNPN四層半導體結構，它有三個極：陽極，陰極和門極； 晶閘管具有硅整流器件的特性，能在高電壓、大電流條件下工作，且其工作過程可以控制、被廣泛應用于可控整流、交流調壓、無觸點電子開關、逆變及變頻等電子電路中。）導通角來控制整流輸出電壓值。這種方式電路簡單成熟，控制方便。主要缺點是在深控下網(wǎng)側功率因數(shù)低，動態(tài)響應慢，換流過程中電流容易出現(xiàn)畸變。

晶閘管整流調功的感應加熱電源拓撲結構見圖 2，與逆變側不同的是，整流部分采用六只晶閘管組成的晶閘管相控整流橋。

2.2 三相不控整流加斬波器進行調壓

  感應加熱電源中的直流斬波調功方式的調功原理如圖 3所示。

前端是由六只二極管組成的三相不可控整流器，輸出的直流電壓Ud經過電容C1濾波后送入由開關管VT、續(xù)流二極管D2、濾波電感Lo和濾波電容Cd 組成的斬波器，調節(jié)VT 的占空比，逆變器得到的電壓就在0~Ud之間任意的電壓值。這種方式可以獲得較高的功率因數(shù)，但是開關管VT 是工作在硬開關方式，開關損耗較高，對開關器件的要求比較高。由于電路中電感的存在，將使開關器件關斷時承受更高的電壓，而器件的開關頻率較高有利于減小濾波電路中儲能元件的體積。

這種方式具有網(wǎng)側功率因數(shù)高，電壓動態(tài)響應快，保護容易等優(yōu)點。但由于DC/DC變換環(huán)節(jié)的加入，電源的整機效率和可靠性將會降低。

3 逆變調功

  常見的逆變調功方法主要有脈沖頻率調制法（PFM）、脈沖密度調制(PDM)、脈沖寬度調制法(PWM)等等。

3.1 脈沖頻率調制法(PFM)

  PFM方法采用不控整流得到直流電壓，通過改變逆變器輸出電壓的頻率來改變負載的功率因數(shù)角f，從而調節(jié)輸出功率的大小。

輸出功率的表達式如(0.1)所示，其中f的表達式如(0.2)所示。根據(jù)表達式(0.1)和0.2)可以看出改變w就可以改變輸出功率，而w則是由系統(tǒng)的開關頻率所決定的。因此改變逆變器輸出電壓的頻率就可以調節(jié)輸出功率的大小。

從圖 4中可以看出，負載功率在諧振點頻率0f處時是最大的，而偏離這個諧振頻率時,負載功率都會降低。

PFM方式大優(yōu)點是簡化了設備，降低了成本，調頻部分實現(xiàn)起來也比較簡單。但是它也存在著一些難以克服的缺點。具體表現(xiàn)為以下3點：1、由于整流一般采用不控整流。這就要求逆變開關元件承受較高的浪涌電壓或浪涌電流，這對逆變開關元件不利的：2、如果負載在加熱過程中的參數(shù)變化比較大，那么負載工作頻率可能會在一個相當大的頻率范圍內變化，負載適應性差。工件頻率在功率調節(jié)過程中不斷變化，導致集膚深度（注：導體中電流密度減小到導體截面表層電流密度的1/e處的深度。）也隨之改變，這在要求嚴格的應用場合中是不允許的：3、在高頻的工作場合，如果采用調頻調功，由于沒有對負載工作的相位角給出恒定的控制，在低功率輸出時，負載功率因數(shù)較低，逆變開關元件承受較大的無功能量交換。但是由于PFM控制方法實現(xiàn)起來非常簡單，在以下情況中可以考慮使用它：l:如果負載對工作頻率范圍沒有嚴格限制，相位差可以存在而不必處于近諧振工作狀態(tài)；2:如果負載的Q值較高，或者功率調節(jié)范圍不是很大，則較小的頻率偏片就可以達到調功的要求。總而言之，在要求嚴格的情況下，PFM方法不適用。